上一篇講述了電壓控制模式下的補償電路，這一篇開始總結一下電流控制模式下環路補償的內容。由于電流模式控制中，脈寬調制斜坡來自電感電流，這實際上表明電感的“出局”，功率級傳遞函數不再具有雙重極點（電感的極點被拆分到高頻）。所以，補償可能會更簡單，環路相應也更快！~
圖1. 電流模式示意圖
如下圖1所示為電流控制模式的功率級＋反饋環路模型，相比于電壓控制模式它的脈寬調制斜坡不再是固定頻率和幅度的鋸齒波，而是電感電流（過開關管電流）信號的采樣，另外，為了避免占空比大于50%情況下的次諧波震蕩，需要加入斜坡補償疊加在電流采樣信號上。但其功率級傳遞函數仍然是PWM調制器（MODULATOR）和LC濾波器的傳遞函數之積，只不過這里的電感被等效成一個恒流源，不參與閉環調整，整個系統被看近似作一階系統（如圖2）。
圖2. 閉環控制電路等效圖
從上圖還可以看到：與電壓控制模式類似，反饋部分包括分壓器、誤差放大器和補償網絡。分壓器就是分壓電阻，只帶來幅度的增益，誤差放大器又可以分為普通電壓型和跨導放大型，其補償網絡可給系統帶來增益和相位上的改善。需要注意，對于電壓型放大器，傳遞函數與下電阻無關，下電阻只起到偏置作用。而對跨導放大器，兩個分壓電阻均參與環路補償。若使用跨導放大器，只有反饋電阻之比是最重要的，只要上下電阻比值不變，就能獲得相同的輸出電壓且環路幅相特性保持不變！但對于普通放大器，最好保持上電阻不變，修改下電阻阻值來改變輸出電壓，這樣能夠保證交流幅相特性不變（目前電流控制模式一般配合跨導放大器比較多）。
上面介紹了電流型控制模式下的功率級和反饋環路的基本組成，下面定量的列出它們的傳遞函數：
- （1） 被控對象（功率級）傳遞函數
圖3. 被控對象（功率級）傳遞函數
圖4. 功率級波特圖
圖3和圖4就是電流型控制模式下功率級（也叫被控對象）的傳遞函數及其波特圖。可以看到它的頻率增益曲線中，有一個RC形成的單極點，一個ESR形成的零點，后面還跟了一個電感形成的高頻極點。其實電流型控制下，如果ESR足夠小，那么不設計補償電路也是可以的，但這個因素不可控（容易出現增益裕度不滿足要求的情況）。所以還是需要設計補償電路保證穿越頻率處足夠的相位裕度和增益裕度。下面是針對電流型控制模式的幾種補償方法。
- （2） 反饋環路傳遞函數
圖5.Type2普通運放補償傳遞函數
在大部分電流控制模式中會選擇type2作為補償方式，圖5所示是普通運放構成的TYPE2型補償網絡及其傳遞函數。看到低頻段存在零極點，它使得反饋網絡相位滯后90度，而R2和C2形成的零點又使相位有90度超前，因此，零點之后二者抵消，相位為0。在高頻處，R2和C1（C2一般遠小于C1因此忽略不計）共同構成一個極點，導致相位的滯后，所以該極點過后反饋信號幅度開始衰減，相位也逐漸滯后，最終穩定在-90度。
另外，目前市場上更多選擇采用跨導運算放大器配合電流模式構成反饋補償網絡（如圖6）。 下面簡單介紹它的電路構成和零極點分布：
圖6. Type2跨導運放傳遞函數
上圖為電流控制模式下，誤差比較器采用跨導放大器的雙環控制電壓調節系統環路補償措施。其低頻處的零極點fp1由Ro和Cth決定（Ro為放大器輸出阻抗），零點fz1由Rth和Cth決定，高頻極點由Rth和Cthp決定。
需要注意，若使用跨導運算放大器，只有反饋電阻之比是比較重要的，他們都能夠獲得相同的增益（衰減），而且幅相曲線不變！若使用傳統運算放大器，上位電阻影響幅相曲線，若改變，則幅相結果完全不同，所以這種情況下只保持比值不變是不能幅相特性不變的，因此，這種情況下，若想改變輸出電壓，最好改變下位反饋電阻，而保持上位電阻不變，這種情況下，直流偏置電壓將改變，但反饋部分幅相特性保持不變。
上面就介紹了電流型控制模式下反饋環路補償網絡的構成和傳遞函數的計算，其環路穩定性判定依據同之前文章中所述。因為十分重要，所以下面重新將其羅列如下：
- （1） 在穿越頻率F_co處，總開環相移要小于360°，且需要預留45°余量，即相位裕度大于45°（最好為60°）
- （2） 在穿越頻率F_co處，增益曲線變化率為-1，以避免穿-2斜率在穿越頻率處相位的快速變化
- （3） 提供必要的增益裕量（12dB）
備注：應當注意，并不是絕對要求開環增益曲線在穿越頻率附近的增益斜率為必須為-1，但是由于-1增益斜率對應的相位曲線相位延遲較小，且變化相對緩慢，因此它能夠保證，當某些環節的相位變化被忽略時，相位曲線仍將具有足夠的相位裕量，使系統保持穩定。
以上就是這篇文章的內容，主要針對電流控制模式下的環路補償方法及其電路組成做了詳細介紹，之后列出了該模式下功率級和反饋補償網絡的傳遞函數（普通運放補償和跨導放大補償法），最后給出了環路穩定性判定的一般依據。春節后第一篇大概就寫這么多吧，今后計劃開始寫一些設計、測試等實用性內容，一起學習共同進步！